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      同步整流可改進反激式高頻開關電源的交叉式調節率

      更新時間  2020-4-9 來源: 閱讀 292

      同步整流可改進反激式高頻開關電源的交叉式調節率

      當挑選一個可從單高頻開關電源造成多輸出的系統軟件拓撲時,反激式高頻開關電源是一個明智的選擇。因為每一變電器繞阻上的工作電壓與該繞阻中的線圈匝數成占比,因而能夠 根據線圈匝數來輕輕松松設定每一輸出電壓。在理想化狀況下,假如調整在其中一個輸出電壓,則全部別的輸出將依照線圈匝數開展放縮,并長期保持。殊不知,在現實狀況中,內寄生元器件會相互減少未調整輸出的負荷調節。在本高頻開關電源小提示中,我將進一步討論內寄生電感器的危害,及其怎么使用同步整流替代二極管來大幅度提高反激式高頻開關電源的交叉式調節率。比如,一個反激式高頻開關電源可各自從一個48V鍵入造成2個1A的12V輸出,如圖所示1的簡單化模型仿真圖示。

      理想化的二極管實體模型具備零順向壓力降,電阻器可忽略。變電器繞阻電阻器可忽略,只能與變電器導線串連的內寄生電感器才可以模型。這種電感器是變電器內的走電感,及其印刷線路板(PCB)印刷線和二極管內的內寄生電感器。當設定這種電感器時,2個輸出互相追蹤,由于當二極管在電源開關周期時間的1-D一部分通斷時,變電器的全藕合會促進2個輸出相同。圖1該反激式簡單化模型模擬了走電感對輸出電壓調整的危害。如今考慮一下,當您將100nH的走電感導入變電器的二根二次導線,而且將3μH的走電與初中級繞阻串連時,可能產生哪些。這種電感器可在電流量相對路徑中創建內寄生電感器,在其中包含變電器內部的走電感及其PCB和別的元器件中的電感器。當原始場效應三極管(FET)關閉時,原始走電感依然有電流量流動性,而次級線圈走電感打開初始條件為0A的1-D周期時間。變電器磁芯上出現底座工作電壓,全部繞阻同用。該底座工作電壓使初中級走電中的電流量斜降至0A,并使次級線圈走電電流量斜升以將電流量傳送到負荷。

      當2個輕載輸出時,電流量在全部1-D周期時間不斷流動性,輸出電壓均衡優良,如圖2圖示。殊不知,當一個輕載輸出和另一個輕載輸出時,輕載輸出上的輸出電容器趨向于從該底座工作電壓產生最高值電池充電;由于電流量快速回暖到零,其輸出二極管將終止通斷,。請參照圖3中的波型。這種內寄生電感器的最高值電池充電交叉調節危害一般 比鎮流器順向壓力降獨立造成的要差得多。圖2當對2個輸出釋放輕載時,在全部1-D周期時間內,次級繞組電流量在2個次級繞組中流動性。您能夠 見到上邊鮮紅色跡線上的底座工作電壓。圖3輕載次級線圈1和輕載次級線圈2。底座工作電壓對次級線圈2的輸出電力電容器開展最高值電池充電。不管負荷怎樣,同歩鎮流器有利于根據在全部1-D周期時間內強制電流注入2個繞阻來緩解此難題。

      顯示信息了具備與圖3同樣負荷標準的波型,但用理想化的同歩鎮流器替代了理想化的二極管。因為同歩鎮流器在底座工作電壓減少后保持穩定情況,因而即便出現比較嚴重不平衡的負荷,2個輸出電壓也可以非常好地互相追蹤。盡管次級線圈2的均值電流量十分小,但均方根(RMS)成分依然能夠 非常高。這是由于,與圖3中的理想二極管不一樣,同歩鎮流器在全部1-D周期時間期內可強制性持續電流量流動性。趣味的是,電流量在這里一周期時間的絕大多數時間內務必是負的,以確保低均值電流量。顯而易見,您放棄更優的調整以保持高些的循環系統電流量。殊不知,這并不一定代表總耗損會高些。同歩鎮流器的順向壓力降一般 遠小于二極管,因而同歩鎮流器在較高負荷下的高效率一般 要好很多。圖4用同歩鎮流器替代二極管以強制電流在2個次級繞組中流動性,并清除底座工作電壓的最高值電池充電。

      您能夠見到對交叉調節的危害。2號輸出上的負荷在1A時長期保持,而2號輸出上的負荷則在8mA到1A中間波動。在小于100mA的負荷下,當應用二極管時,因為底座工作電壓最高值電池充電的危害,交叉調節比較嚴重減少。請記牢,您往往只見到走電感的危害,是由于在這種仿真模擬中應用的是理想化的二極管和理想化的同歩鎮流器。當考慮到電阻器和鎮流器的順向壓力降危害時,應用同歩鎮流器的優點會進一步突顯。因而,以便在多輸出反激式高頻開關電源中保持非凡的交叉調節實際效果,請考慮到應用同歩鎮流器。

      除此之外,您還將會提升高頻開關電源的高效率。查詢TI用以PoE運用參照設計方案的40V至60V鍵入40W雙輸出防護反激式轉化器(4.33A時6V)和3類雙輸出防護反激式轉化器,以做為應用同歩鎮流器的反激式高頻開關電源實例。圖5圖5該圖顯示信息了2個輸出中間的交叉調節,在其中2號輸出上的1-A負荷長期保持,而2號輸出上的負荷持續轉變,進而突顯了同歩鎮流器怎樣緩解走電感的危害。

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